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Inversores modulados por ancho de pulso (10 de mayo de 2013)
H. Zúniga Zúniga ZA081030 R. Pérez. Pérez. PP080238 N. Sorto. Sorto. SC080617 L. Landaverde Landaverde LL080628
Resumen de CD a CA se ll aman in versores. versores. La — L os converti dores de función de un inversor es cambiar un voltaje CD a un voltaje simé sim é tr i co de sali da de CA, CA , con l a magni tu d y fr ecuenci a deseadas deseadas.. El voltaje de sali sali da podrí podría ser ser fi jo o vari able a una f recuenci recuenci a fi ja o variable. L a for ma de onda de los voltaj es de sali da de l os i nversores ideales deber deber ía de se ser sinu soidal . Sin Si n embargo, l a de los i nversores pr ácti cos no es es si si nu soidal y posee poseen n ci ertas armóni ar mónicas. cas. En aplicaci apl icaci ones de potencia potencia baj a e int erm edi edi a se pueden pueden aceptar voltajes de onda cuadrada o de onda casi cuadrada y para apli caciones de gran des des potenci potencias as se r equieren ondas si si nusoidales nusoi dales con baja distorsión. Con la velocidad de dispositivos semiconductores de potencia de alta velocidad, se pueden mi ni mi zar zar l os conteni dos de armóni cas del del vol taje de salida, sali da, o al menos reduci r los de f orma orm a i mportante mpor tante median te té cni cas de conmutación.
I INTRODUCCIÓN
corriente de entrada se mantiene constante, y convertidor enlazado con CD variable si el voltaje de entrada es controlable. Si se hacen pasar el voltaje o la corriente de salida del inversor por cero, creando un circuito resonante, a esta clase de inversor se le llama inversor de pulso resonante, y tiene muchas aplicaciones en la electrónica de potencia. II PRINCIPIO DE OPERACIÓN El principio de los inversores inversores monofásicos monofásicos se puede explicar con la Fig.1. El circuito del inversor consiste en dos pulsadores. Cuando Cuando sólo enciende el el transistor Q1 Q1 durante el tiempo To/2, el voltaje instantáneo Vo a través de la carga carga es Vs/2. Si el transistor Q2 se enciende durante un tiempo To/2, aparece - Vs/2 a través de la carga. carga. El circuito lógico se debe diseñar de tal modo que Q1 y Q2 no estén activos al mismo tiempo.
Los inversores se usan mucho en aplicaciones industriales, como por ejemplo impulsores variadores, reguladores o controles de motor de CA y velocidad variable, o en calentamiento por inducción, fuentes de alimentación de reserva y fuentes de alimentación interrumpibles. La entrada puede ser una batería, una celda de combustible, celda solar u otra fuente de cd. Las salidas normales monofásicas son: 1) 120V a 60 Hz 2) 220V a 50 Hz 3) 115V a 400 Hz. Para sistemas trifásicos de gran potencia, las salidas normales son: 1) 220 a 380Va 50 Hz 2) 120V y 208V a 60 Hz 3) de 115V 200V a 400 Hz. Hz. Los inversores se pueden clasificar en el sentido amplio en dos tipos: 1) inversores monofásicos monofásicos 2) inversores trifásicos. trifásicos. Cada uno puede pu ede usar dispositivos controlados controlados de encendido en cendido y Apagado, como transistores bipolares de unión [BJT], transistores de efecto de campo, de metal Óxido semiconductor [MOSFET], transistores bipolares de compuerta aislada [IGBT], tiristores controlados por compuerta [GTO]). Estos inversores usan en general señales de control por modulación por ancho de pulso (PWM) para producir un voltaje de salida de CA. CA. Un inversor inversor se llama Inversor alimentado por por voltaje si el voltaje voltaje de entrada permanece constante; inversor inversor alimentado alimentado por corriente, corriente, si la
Fig. 1 Circuito inversor monofásico
La Fig. 2. Muestra las formas de onda del voltaje de salida y las corrientes en el transistor, con una carga resistiva. Este inversor requiere una fuente de cd de tres hilos, y cuando un transistor está apagado, su voltaje inverso inverso es Vs en lugar de Vs/2. A este inversor se le llama inversor in versor en medio puente.
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Fig. 4 Formas de onda de salida IV INVERSORES TRIFASICOS
En el caso normal, los inversores trifásicos se usan en aplicaciones de grandes potencias. Se pueden conectar tres puentes inversores monofásicos medios o completos, en paralelo, como se ve en la Fig.4, para formar la configuración de un inversor trifásico. Las señales de III PUENTES INVERSORES MONOFÁSICOS control de los inversores monofásicos se deben adelantar o atrasar 120° entre sí, para obtener voltajes (fundamentales) trifásicos balanceados. En la Fig. 3 se muestra un puente inversor monofásico para fuente Los devanados primarios de transformador se deben aislar entre sí, de voltaje. mientras que los secundarios se pueden conectar en estrella o en Consiste en cuatro interruptores periódicos. Cuando los transistores delta. El secundario del transformador se suele conectar en delta, para Q1 y Q2 se encienden en forma simultánea, el voltaje de eliminar armónicas que aparecen en los voltajes de salida, y el arreglo alimentación Vs aparece a través de la carga. Si los transistores Q3 del circuito se ve en la Fig. 5. En este arreglo se requieren tres y Q4 se encienden al mismo tiempo, se invierte el voltaje a través de transformadores monofásicos, 12 transistores y 12 diodos. Si las la carga y es s -Vs. magnitudes y las fases de los voltajes de salida de los inversores La forma de onda del voltaje de salida se ve en la Fig. 4. monofásicos no están perfectamente balanceadas, los voltajes Los transistores Q1 y Q4 de la Fig. 3 funcionan como dispositivos de trifásicos de salida estarán desbalanceados. conmutación S1 y S4 , respectivamente. Si al mismo tiempo Se puede obtener una salida trifásica con una configuración de seis conducen dos interruptores: uno superior y uno inferior, de tal modo transistores y seis diodos, como se ve en la Fig. 7 que el voltaje de salida es ± V s , el estado de conmutación es 1, Se pueden aplicar dos clases de señales de control a los transistores: mientras que si están apagados al mismo tiempo, el estado de conducción a 180° o conducción a 120°. conmutación es 0. La conducción a 180° utiliza mejor los interruptores, y es el método que se prefiere. Fig. 2 Formas de onda con carga resistiva
Fig. 3 Circuito inversor monofásico Fig.5 Tres inversores monofásicos conectados en paralelo.
3 Fig. 8 Voltajes de fase para conducción de 180°
B Conducción a 120 grados
En esta clase de control, cada transistor conduce durante 120°. En cualquier momento sólo hay dos transistores encendidos. Las señales de disparo se ven en la Fig. 8. El orden de conducción de los transistores es 61, 12, 23, 34, 45,56 Y 61. Hay tres modos de operación en un medio ciclo, y en la Fig. 9 se ven los circuitos equivalentes para una carga conectada en Y. Durante el modo 1, para 0≤ωt<π/3, los transistores 1 y 6 conducen: Fig.6 Arreglo detallado de I nversor trifásico
Fig. 7 Arreglo de inversor trifásico con 6 diodos y 6 transistores
A Conducción a 180 grados Cada transistor conduce durante 180°. En cualquier momento hay tres transistores encendidos. Cuando se enciende el transistor Q1, la terminal a está conectada con la terminal positiva del voltaje CD de entrada. Cuando se enciende el transistor Q4, la terminal a se lleva a la terminal negativa de la fuente de CD. Hay seis modos de operación en un ciclo, y la duración de cada modo es 60°. Los transistores se numeran en el orden de sus señales de, la carga se puede conectar en estrella o en delta. Los interruptores de cualquier rama del inversor (S1 y S4, S3 Y S6 o S5 y S2) no se pueden encender en forma simultánea, porque se produciría un corto a través del enlace con la fuente de voltaje CD de alimentación. De igual modo, para evitar estados indefinidos y en consecuencia voltajes indefinidos de CA de salida, los interruptores de cualquier rama del inversor no pueden apagarse en forma simultánea, porque se producirían voltajes que dependen de la polaridad de la corriente de línea correspondiente. Los voltajes de fase para la conducción de 180° se observa en a Fig. 8
Fig. 8 señales de compuerta para conducción a 120 grados.
Fig. 9 Circuitos equivalentes para carga resistivas conectada en Y.
Durante el modo 2, para π/3≤ωt<2π/3, los transistores 1 y 2 conducen:
Durante el modo 3, para 2π/3≤ωt<3π/3, los transistores 2 y 3
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Hay varias técnicas para variar la ganancia del inversor. El método más eficiente de controlar la ganancia (y el voltaje de salida) es incorporar control por modulación por ancho de pulso (PWM) en los inversores. Las técnicas que se usan con Los voltajes de línea a neutro que se ven en la figura 6.9 se frecuencia son: pueden expresar como series de Fourier: 1. Modulación por ancho de un solo pulso. conducen:
2 =,∑,,…. sin 3 sin+ 6 2 =,∑,,…. sin 3 sin 2 2 =,∑,,…. sin 3 sin( 76) El voltaje de línea a es √ 3 ∗ con un avance de fase de 30°. En consecuencia, los voltajes instantáneos de a
b
línea a línea (para una carga conectada en Y), son:
2√ 3 ∑= sin 3 sin+ 3 2√ 3 ∑= sin 3 sin 3 2√ 3 ∑= sin 3 sin+
1,3,5,…. 1,3,5,…. 1,3,5,….
2. Modulación por ancho de pulsos múltiples. 3. Modulación por ancho de pulso sinusoidal. 4. Modulación por ancho de pulso sinusoidal modificado. 5. Control por desplazamiento de fase. V MODULACIÓN POR ANCHO DE UN SOLO PULSO En el control de modulación por ancho de un solo pulso sólo hay un pulso por cada medio ciclo, y se hace variar su ancho para controlar el voltaje de salida del inversor. La Fig. 20 muestra la generación de señales de control y el voltaje de salida de los puentes inversores monofásicos completos. Las señales de disparo se generan comparando una señal de referencia rectangular, de amplitud Ar con una onda portadora triangular de amplitud Ac. La frecuencia de la señal de referencia determina la frecuencia fundamental del voltaje de salida. El voltaje instantáneo de salida es V o = Vs(g1 – g4). La relación de Ar entre Ac es la variable de control, y se define como el índice de modulación:
Hay un retardo de π/6 desde el apagado de Q1 y el apagado de Q4 Por tanto no debe haber cortocircuito del alimentación de cd a través de uno de los transistores superiores y uno de los inferiores. En cualquier momento hay dos terminales de carga conectadas a la alimentación de cd, y la tercera queda abierta. El potencial de esta terminal abierta depende de las características de la carga y podría ser impredecible. Como el transistor conduce durante 120°, se utiliza menos en comparación con los de conducción a 180°, para las mismas condiciones de carga. Por lo anterior, se prefiere la conducción a 180° y es la que se usa en general en los inversores trifásicos. VI INVERSORES MONOFÁSICOS CONTROLADOS POR VOLTAJE En muchas aplicaciones industriales, para controlar el voltaje de salida de los inversores, se necesita con frecuencia: 1. Hacer frente a las variaciones del voltaje de entrada de cd. 2. Regular el voltaje de los inversores. 3. Satisfacer los requisitos de control de voltaje y frecuencia constantes.
Fig. 10 Modulación por ancho de un pulso.
El voltaje rms de salida se puede determinar con:
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VII MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO MÚLTIPLE Se puede reducir el contenido de armónicas usando varios pulsos en cada medio ciclo del voltaje de salida. La generación de señales de disparo para encender y apagar los transistores se ve en la Fig. 15, comparando una señal de referencia contra una onda portadora triangular. La frecuencia de la señal de referencia establece la frecuencia de salida fo, y la frecuencia de la portadora fe determina la cantidad de pulsos p por cada medio ciclo. El índice de modulación controla el voltaje de salida. A esta clase de modulación se le llama modulación por ancho de pulso uniforme (UPWM, de uniform pulse-width modulation). La cantidad de pulsos por medio ciclo se determina con:
Donde
2 2
Las señales de control, como se ven en la fig. 6.15a, se generan comparando a una señal sinusoidal de referencia con una onda portadora triangular de frecuencia f c.. La frecuencia f r de la señal de referencia determina la frecuencia f o de la salida del inversor, y su amplitud pico Ar controla el índice de modulación M, y en consecuencia el voltaje rms de salida Vo. Al comparar la señal portadora bidireccional Ver con dos señales de referencia, vr y -vr que se ven en la Fig. 12, se producen las señales de disparo g1 y g4, respectivamente. El voltaje de salida es Vo = V s(g1 – g4) Sin embargo, g¡ y g4 no se pueden liberar al mismo tiempo.
se define como la relación de modulación de
frecuencia.
El voltaje instantáneo es Vo = V s(g1 – g4). El voltaje de salida para los puentes inversores completos se ve en la figura 6.13, para UPWM.
Fig. 12 Modulación por ancho de pulso sinusoidal
IX Modulación por ancho de pulso sinusoidal modificada La Fig.12 indica que los anchos de los pulsos más cercanos al pico de la onda sinusoidal no cambian mucho al variar el índice de modulación. Esto se debe a las características de una onda sinusoidal, y la técnica de SPWM se puede modificar Fig. 11 modulaciones por ancho de varios pulsos. para que se aplique la onda portadora durante los primeros y últimos intervalos de 60° por medio ciclo (es decir, de 0 a 60° y de 120 a 180°). Esta modulación por ancho de pulso sinusoidal modifica se ve en la Fig. 13 Aumenta la componente fundamental, y mejora sus características de VIII Modulación por ancho de pulso sinusoidal armónicas. Reduce la cantidad de conmutación de los dispositivos de potencia, y también reduce las pérdidas por En lugar de mantener igual el ancho de todos los conmutación. pulsos, como en el caso de la modulación de varios pulsos, se hace variar el ancho de cada pulso en proporción con la amplitud de una onda sinusoidal evaluada en el centro del mismo pulso.
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Fig. 13 Modulación por ancho de pulso sinusoidal modificado.
X Control por desplazamiento de fase Se puede tener control de voltaje usando varios inversores y sumando los voltajes de salida de los inversores individuales. Se puede concebir que un puente inversor monofásico completo, sea la suma de dos puentes inversores en medios.
Fig. 14 generación de de compuerta con pwm sinusoidal
B Sobre modulación.
Para aumentar más la amplitud del voltaje de carga, se puede hacer que la amplitud de la señal moduladora vr sea mayor que la amplitud de la señal portadora, V cr lo cual causa sobre modulación.
Por ejemplo, la señal de compuerta g 1 para el puente inversor medio se puede retardar el ángulo a para producir la señal de Variación del voltaje en la región de sobre modulación. compuerta g2, el voltaje rms de salida es:
XI INVERSORES MONOFÁSICOS CONTROLADOS POR
C PWM de 60 grados
VOLTAJE
El concepto de la PWM a 60° es "aplanar" la onda desde 60° hasta 120°, y desde 240° hasta 300°. Los dispositivos de Se puede considerar que un inversor trifásico es tres inversores potencia se mantienen encendidos durante un tercio del ciclo monofásicos, y que la salida de cada inversor monofásico está (a pleno voltaje) y tienen menores pérdidas de conmutación. desplazada 120°. Las técnicas que se usan con más frecuencia La PWM a 60° crea una fundamental más grande (2/√3) y usa para los inversores trifásicos son las siguientes: más del voltaje disponible en cd (voltaje de fase V p = 0.57735 V s y voltaje de línea V L = V s ) que la PWM sinusoidal. PWM sinusoidal PWM con tercera armónica PWM a 60° D PWM con tercera armónica Modulación por vector espacial. Se implementa de la misma forma que la PWM sinusoidal. La A PWM sinusoidal diferencia es que la forma de onda de ca de referencia no es sinusoidal, sino consiste en una componente fundamental y La generación de disparo de compuerta con PWM se ven en la una componente de tercera armónica. El resultado es que la Fig. 14. Al comparar la señal portadora Ver con las fases de amplitud pico a pico de la función de referencia que resulta no referencia vrm Vrb Y vr c se producen g1 , g3 Y g5, rebasa el voltaje de alimentación de CD, V s sino que la respectivamente, como se ve en la figura 6.27b. El voltaje componente fundamental es mayor que el V s de alimentación instantáneo de salida, de línea a línea, es Vab = Vs (g1 - g 3 )' . disponible. Todos los voltajes de fase de línea a neutro (V aN , VbN y s /√3= VcN) son sinusoidales, con amplitud pico de V P = V O.57735Vs. La componente fundamental tiene la misma amplitud pico V PI = O.57735Vs y el voltaje pico de línea es V L = √3V P = √3 X O.57735Vs = Vs. Es aproximadamente 15.5% mayor en amplitud que lo que se consigue con PWM sinusoidal. Por consiguiente, la PWM con tercera armónica permite una mejor utilización del voltaje de alimentación de cd, que la PWM sinusoidal.
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XIII INVERSORES CON FUENTE DE CORRIENTE.
Para las cargas inductivas, se requieren los interruptores de potencia con diodos de corrida libre, mientras que en un inversor con fuente de corriente (CSI, de current-source in verter) la entrada se comporta como fuente de corriente. La corriente de salida se mantiene constante, independientemente de la carga en el inversor , y se obliga a cambiar al voltaje de salida. Fig. 15 Señal pwm con tercera armónica
E Modulación por vector espacial
La SVM es una técnica de modulación digital, en la que el objetivo es generar voltajes P\VM en la línea de carga que en promedio sean iguales a determinados voltajes de línea de carga. La selección de los estados, y sus periodos, se hacen con la transformación del vector espacial:
El diagrama eléctrico de un inversor monofásico transistorizado se ve en la Fig. 16. Como debe haber un flujo continuo de corriente desde la fuente, siempre deben conducir dos interruptores, uno del interruptor superior y uno del inferior. La secuencia de conducción es 12, 23, 34 Y 4, como se ve en la Fig. 17.
XII TRANSFORMACIÓN ESPACIAL Las coordenadas son similares a las de tres voltajes de fase, en forma tal que el vector [ua O O]T se coloca a lo largo del eje x, el vector [O ub O]T está desplazado 120° en su fase, y el vector [O O uc]T está desplazado 240º en su fase. El vector espacial SV se expresa como sigue en notación compleja:
Fig. 16 diagrama eléctrico de inversor monofásico transistorizado
Donde 2/3 es un factor de escala. Se pueden escribir los componentes reales e imaginarios de esta última ecuación, en el dominio x-y, como sigue: Que también se puede escribir así:
La transformación de los ejes x-y a los ejes α-β, que es girar con una velocidad angular w, se puede obtener girando wf los ejes x-y de acuerdo con: Fig. 17 secuencia de conducción
Si dos interruptores, uno superior y uno inferior , conducen al mismo tiempo, de tal modo que la corriente de salida es ±I L, el estado de conmutación es 1, mientras que si esos
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interruptores están abiertos al mismo tiempo, el estado de conmutación es O. Cuando hay dos dispositivos en distintos ramales que conducen, la corriente de la f uente I L pasa por la carga. Cuando conducen dos dispositivos en la misma rama, la corriente de la fuente se desvía de la carga. La corriente en la carga se puede expresar como:
0 =,∑, 4 sin 2 sin ∞
La Fig. 18 muestra el diagrama de circuito de un inversor trifásico con fuente de corriente. Las formas de onda para las señales de compuerta y las corrientes de línea, para una carga conectada en Y. En cualquier momento solo hay dos tiristores conduciendo. Cada dispositivo conduce durante 120°.la corriente Instantánea en la f ase a de una carga conectada en Y se puede expresar como:
0 =,∑, 4 sin 3 sin+ 6 0 =∑ √ 43 sin 3 sin 1,3,5…. ∞
La corriente instantánea de fase, para una carga conectada en delta, es: ∞
Fig. 19 Señales de salida
Para variar la corriente en la carga y mejorar la calidad de la forma de onda, se pueden aplicar las técnicas PWM, SPWM, MSPWM, o SUM.
Fig. 18 inversor trifásico con fuente de corriente
Fig. 20 inversores utilizando capacitores
En la Fig. 20 se ve un inversor con fuente de corriente que usa capacitores par a a brir dispositivos de conmutación como tiristores. Supongamos que T1 y T 2 están conduciendo, y que los capacitores C1 y C2 están cargados con la polaridad que se muestra. Al disparar los tiristores T3 y T 4 se polarizan en sentido inverso a los tiristores TI y T 2. Estos últimos se apagan por conmutación de pulso. Ahora la corriente pasa por T 3 C1 D1, por la carga y por D2 C2 T4. Los capacitores
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C1 y C2 se descargan y recargan con velocidad constante determinada por la corriente de carga, Im = IL· Cuando se cargan C1 y C2 hasta el voltaje de carga y sus corrientes ba jan a cero, la corriente de carga se transfiere del diodo D1 al diodo D3, y de D2 a D4. Los diodos D1 y D2 se abr en cuando la corriente de carga se invierte totalmente. Ahora el capacitor está listo para abrir T 3 y T 4, si los tiristores T1 y T2 se disparan en el siguiente medio ciclo. El tiempo de conmutación depende de la magnitud de la corriente y del voltaje en la carga. Los diodos de la figura 6.44 aíslan los capacitor es del voltaje de carga.
XIV INVERSOR ELEVADOR Imaginemos dos convertidores cd-cd alimentando a una carga r esistiva R, como se ve en la Fig. 21. Los dos convertidores producen una onda sinusoidal de cd polarizada de tal modo que cada fuente sólo produce un voltaje unipolar, como se ve en la Fig. 22. La modulación de cada convertidor está desfasada 180 respecto a la del otro, por lo que se maximiza la desviación del volta je hacia la carga. Entonces, los voltajes de salida de los convertidor es se describen mediante:
+sin sin 2 sin
El voltaje a la salida es sinusoidal y se expresa como:
Por consiguiente, aparece un voltaje de polarización de cd en cada extremo de la carga, respecto a tierra. Pero la diferencia de voltaje a través de la carga es cero.
Fig. 22 Voltaje de salida
A Circuito inversor elevador.
Cada convertidor es elevador bidireccional de corriente, como se ve en la Fig. 23. El inversor elevador consiste en dos convertidores elevadores, como se ve en la Fig. 24. Se puede controlar la salida del inversor con uno de los dos métodos siguientes: 1) Usar un ciclo de trabajo k para el convertidor A, y un ciclo de trabajo (1 - k) para el convertidor B 2) usar un ciclo de trabajo diferente para cada convertidor, de tal modo que cada uno produzca una salida de onda sinusoidal polarizada de cd. Se prefiere el segundo método, y usa los controladores A y B para hacer que los voltajes de capacitor Va y Vb sigan a un voltaje de referencia sinusoidal.
Fig. 23 Circuito convertidor elevador bidireccional
Fig. 21 dos Convertidores cd-cd
Fig. 24 Convertidor elevador inversor
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Se puede explicar el funcionamiento del inversor considerando El voltaje promedio de salida del convertidor A, que funciona sólo un inversor A. Fig. 25. Hay dos modos de operación: bajo el modo de elevación, se puede calcular con: modo 1 y modo 2. Modo 1: cuando el interruptor S1 está cerrado y S2
está abierto, como se ve en la Fig. 26, la corriente en el inductor ILI aumenta en forma bastante lineal, el diodo D2 tiene polarización inversa, el capacitor C1 suministra energía a la carga y el voltaje Va disminuye. Modo 2: cuando el interruptor S1 está abierto y S2 está cerrado, como se ve en la Fig. 27, la corriente del inductor ILI pasa por el capacitor C1 y la carga. La corriente ILi disminuye mientras el capacitor C1 se carga.
1 1 21 1
El voltaje promedio de salida del convertidor B, que funciona con el modo reductor, se puede determinar con: En consecuencia, el voltaje promedio de salida es: Que da la siguiente ganancia del inversor elevador: Donde k es el ciclo de trabajo. Se de be notar que V o se vuelve cero cuando k = 0.5. Si se varía el ciclo de trabajo respecto al punto de reposo de 50% del ciclo de trabajo, hay un voltaje de CA a través de la carga.
2 2 ≥
El volta je pico de salida es igual a: , el componente de cd debe satisfacer la condición:
2+ Fig. 25 Circuito equivalente para el convertidor A
−
La ganancia en voltaje de CA es: pk) es V s cuando k = 0.5. Las características de Así, Vo ( ganancia en ca y cd del inversor elevador se ven en la figura 6.50. La corriente IL por el inductor que depende de la r esistencia de carga R, y el ciclo de trabajo k se puede calcular con:
[1 ] 1
XV INVERSOR REDUCTOR Y ELEVADOR.
Fig. 26 Modo 1
También, la topología en puente completo se puede operar como inversor reductor y elevador como se ve en la Fig. 28. Tiene casi la misma característica que el inversor elevador y puede generar un voltaje de CA menor o mayor que el voltaje de entrada de CD.(Fig. 29) El análisis del convertidor en estado permanente tiene las mismas condiciones que el inversor elevador.
Fig. 27 Modo 2
Fig. 28 Inversor reductor elevador
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Fig. 29 Características de ganancia del inversor elevador
REFERENCIAS [1] M. S. 1.Asghar, Power Electronics Handbook, editado por M. H. Rashid. San Diego, CA: Academic Press, 2001, capítulo 18 - Gate Drive Circuits. [2] "HV Floating MOS-Gate Driver ICs," Application Note AN978, International Rectifier, Inc., El Segundo, CA, julio de 2001. www.irf.com. [3] "Enhanced Generation of PWM Controllers," Unitrode Application Note U-128, Texas Instruments, Dalias, Texas, 2000. [4] "Off-Une SMPS Current Mode ControUer," Application Note ICE2ASOl, Infineon Technologies, Munich, Alemania, febrero de 2001. www.infineon.com. [5] "Power Conversion Processor Architecture and HVIC Products for Motor Drives," International Rectifier, Inc., El Segundo, CA, 2001, Págs. 1-21. www.irf.com.
XV CONCLUSIONES La determinación de las capacidades de voltaje y corriente de los dispositivos de potencia en circuitos inversores depende de las clases de inversores, de la carga y de los métodos de control de voltaje y corriente. El diseño requiere 1) deducir ecuaciones de la corriente instantánea de carga, y 2) graficar las formas de onda de corriente para cada dispositivo y componente. Una vez conocida la forma de onda de corriente, se pueden determinar las capacidades de los dispositivos de potencia. La evaluación de las capacidades de voltaje requiere establecer los voltajes inversos de cada dispositivo. Los inversores pueden proporcionar voltajes de CA, monofásicos y trifásicos, a partir de volta je de cd f ijo o variable. Hay varias técnicas de control de voltaje, y producen un intervalo de ar mónicas en el voltaje de salida. La SPWM es más efectiva para reducir la LOH. Con una elección adecuada de los modos de conmutación en los dispositivos de potencia, se pueden eliminar ciertas armónicas. La modulación por SV (vector espacial) encuentra aplicaciones cada vez mayor es en los convertidores de potencia y en los excitadores de motores. Un inversor con fuente de corriente es un dual de un inversor con fuente de voltaje. Con la secuencia y el control adecuados de excitación compuerta, el puente inversor monofásico se puede operar como inver sor elevador.
Roberto
Josué
Pérez
Pérez.
Nació en Cojutepeque, el 20 de Octubre de 1990, se graduó en el Instituto Técnico Ricaldone obteniendo el título de Bachiller Técnico Vocacional Opción: Electrónica en 2008, y es actual estudiante de Ingeniería en Telecomunicaciones en la Universidad Don Bosco de El Salvador Hugo Ernesto Zúniga Aldana .
Nació en San Salvador el 9 de Diciembre de 1989, se graduó en el Instituto Técnico Ricaldone de Bachiller Técnico Vocacional Opción Electrónica en 2008, luego se graduó en 2010 de Técnico en Ingeniería en Electrónica, y es actual estudiante de Ingeniería en Automatización en la Universidad Don Bosco de El Salvador Nelson Gerardo Sorto Cisnado,
nació en San salvador, El Salvador, el 17 de julio de 1989. Se graduó de bachillerato del Colegio Salesiano Don Bosco, recibió el título de bachiller técnico en electrónica en San Salvador, El salvador en el año 2007. Actualmente se encuentra cursando cuarto año de la carrera de ingeniería en telecomunicaciones, en la ciudad de Soyapango, El Salvador.
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Lony Othmaro Landaverde
López, nació el 29 de enero de 1988 en San Salvador, graduado de bachiller técnico vocacional industrial opción electrónica, del Instituto técnico de Exalumnos Salesianos en el 2007, actualmente estudia ingeniería mecatronica en la Universidad Don Bosco de El Salvador.